Receptor superheterodino

La radiogoniometría (RDF) requería la amplificación precisa de señales débiles. Los equipos de RDF utilizados en la Primera Guerra Mundial operaban en frecuencias de aproximadamente 50  kHz a 2  MHz. ^{[ 2 ]} Armstrong afirmó que la motivación para el superheterodino era extender el rango de frecuencia utilizable de dichos sistemas, permitiendo la recepción de emisiones de mayor frecuencia, como las de la ignición de aeronaves. ^{[ 3 ]}

Las señales de radio entrantes son muy débiles, y los primeros receptores estaban limitados por los medios de amplificación disponibles. Los receptores con detector de cristal proporcionaban rectificación sin ganancia y se usaban ampliamente en receptores económicos fabricados por compañías como Crosley . La introducción del audión ( triodo ) hizo posible la amplificación y permitió una recepción más potente, pero los primeros tubos de vacío eran caros y tenían un rendimiento limitado. ^{[ 1 ]} Gran parte de la arquitectura de los primeros receptores estaba determinada por el costo de la ganancia; en 1920 un triodo costaba $7.00, ^{[ 4 ]} unos $ 113 en la actualidad. ^{[ 1 ]}

El rendimiento de un receptor se describe comúnmente en términos de sensibilidad, selectividad, fidelidad, distorsión y ruido. La sensibilidad es la capacidad de recibir señales débiles a un nivel utilizable, mientras que la selectividad es la capacidad de discriminar la señal deseada de señales en otras frecuencias. La fidelidad y la distorsión describen la precisión del audio recuperado, mientras que el ruido del receptor limita la señal más débil que se puede utilizar. ^{[ 5 ] : 749}

Herold sitúa los años comprendidos entre 1907 y 1927 aproximadamente como el primer período importante de desarrollo de las válvulas receptoras. El triodo proporcionó a los diseñadores de receptores un amplificador práctico y también hizo posibles los osciladores, los circuitos de retroalimentación, la recepción heterodina y la superheterodina. Dado que las válvulas aún eran caras y escasas, muchos circuitos receptores de la época intentaban obtener una ganancia y selectividad útiles con el menor número de válvulas posible. ^{[ 1 ]} Se siguieron varios enfoques:

• Los receptores regenerativos aumentaron la ganancia y la selectividad con retroalimentación. ^{[ 6 ] : 250}
• Los receptores réflex reutilizaban un solo tubo como dos etapas de amplificación para reducir costos. ^{[ 7 ]}
• El Neutrodyne estabilizó los amplificadores de radiofrecuencia sintonizados cancelando la retroalimentación no deseada, lo que permitió una mayor ganancia por tubo. ^{[ 8 ] : 468–472 [ 9 ]}
• Los receptores superregenerativos , que alcanzan una ganancia muy alta, fueron desarrollados por Edwin H. Armstrong en 1922 mientras estudiaba el receptor regenerativo. El circuito no se popularizó en la recepción de radiodifusión o televisión. ^{[ 1 ]}

La radiodifusión se expandió rápidamente, aumentando el número de estaciones y programas disponibles. Westinghouse entró en la radiodifusión después de que Frank Conrad comenzara a transmitir desde su casa poco después de la Primera Guerra Mundial. ^{[ 10 ] : 66} El número de estaciones de radiodifusión de EE. UU. creció de cinco en 1921 a 530 en 1924. ^{[ 11 ] [ 12 ]} A finales de la década de 1920, el crecimiento de la radiodifusión impuso mayores exigencias a los receptores. Como observó una reseña contemporánea, «los receptores que daban un servicio satisfactorio al principio de ese período ahora están obsoletos». ^{[ 13 ]} Con más estaciones en el aire, los aparatos necesitaban una mejor selectividad. Los oyentes también querían escuchar estaciones distantes más débiles, y los altavoces mejorados hicieron que el audio deficiente fuera más notorio. ^{[ 14 ]}

Al mismo tiempo, los tubos de vacío mejoraron y se volvieron menos costosos. Para 1925, el precio de un triodo había bajado a $3.59, ^{[ 15 ]} y para 1936 a $0.59. ^{[ 16 ]} A medida que los tubos se abarataban, las etapas adicionales requeridas por el superheterodino dejaron de ser una desventaja económica. Los tubos mejorados también hicieron más prácticos la ganancia estable, la sintonización de control único y el control automático de ganancia, lo que ayudó a que el superheterodino se convirtiera en la arquitectura estándar de los receptores de radiodifusión. ^{[ 1 ] [ 17 ]}

A finales de la década de 1910, la recepción heterodina se entendía como un método de conversión de frecuencia, y el uso de tubos de vacío hizo posible generar oscilaciones locales dentro del receptor. ^{[ 18 ]} También se reconoció que la amplificación era más fácil a frecuencias más bajas con los tubos disponibles en ese momento, y que la amplificación estable de alta ganancia era difícil cuando la frecuencia sintonizada tenía que variar en un amplio rango. ^{[ 1 ] [ 19 ] [ 20 ] [ 6 ]} Según Herold, "los amplificadores de RF de triodo habían sido bastante infructuosos excepto a frecuencias muy bajas". ^{[ 1 ]}

Los avances en el receptor superheterodino y la telefonía portadora estuvieron estrechamente relacionados. Ambos dependían de la heterodinación, los filtros y la amplificación estable, y muchos de los avances teóricos y prácticos surgieron de los mismos esfuerzos de investigación. Durante el mismo período, los avances en la telefonía portadora progresaron desde los primeros sistemas comerciales monocanal de 1921 hasta los sistemas multiplex multicanal en 1928, basándose en muchos de los mismos avances en conversión de frecuencia, amplificación y filtrado que sustentaron el receptor superheterodino. ^{[ 21 ]}

En 1922, CR Leutz describió el superheterodino de la siguiente manera: "reduce la frecuencia de entrada, que puede ser, por ejemplo, de 1.500.000 ciclos (200 metros), a una frecuencia supraaudible que pueda amplificarse eficientemente; luego, hace pasar esta corriente a través de un amplificador de radiofrecuencia y, finalmente, rectifica y continúa con una o dos etapas de amplificación de audiofrecuencia si se desea. La transformación de la frecuencia de la señal de entrada se suele realizar mediante un oscilador y rectificador heterodino". ^{[ 22 ]}

Un enfoque práctico consistía en convertir la señal recibida a una frecuencia intermedia fija antes de la amplificación. La señal entrante se combinaba con una oscilación local (LO) generada en una etapa mezcladora (a menudo denominada primer detector), produciendo frecuencias suma y diferencia. La frecuencia diferencia, denominada frecuencia intermedia (FI), conservaba la información de la señal original, desplazándola a una frecuencia más adecuada para la amplificación y el filtrado. ^{[ 19 ]}

La recepción heterodina ya estaba presente en diseños anteriores de tubos de vacío. Lo que distinguía al superheterodino era la selección de una frecuencia intermedia fija por encima del rango de audio, lo que permitía optimizar las etapas subsiguientes para una sola frecuencia. En las primeras discusiones de la conferencia, los ingenieros señalaron que las frecuencias heterodinas no necesariamente tenían que ser audibles. ^{[ 23 ]}

Tras la conversión, la señal se filtraba y amplificaba a la frecuencia intermedia, se detectaba para recuperar el audio y se amplificaba aún más para la salida. Esto separaba la sintonización de la amplificación, lo que permitía que la mayor parte del receptor funcionara a una frecuencia fija sin necesidad de reajustar las etapas de alta selectividad. La selectividad se establecía principalmente en las etapas de frecuencia intermedia, donde se podían utilizar circuitos sintonizados más complejos sin necesidad de ajustes. Un artículo de 1921 en QST mostraba cómo utilizar un receptor de radiofrecuencia sintonizado  a 55 kHz como superheterodino añadiendo un tubo como oscilador (LO) y otro como detector. Se podían recibir frecuencias entre 375 kHz y 2 MHz. ^{[ 24 ]} 

Los tubos multigrid, en particular el tetrodo de rejilla de pantalla, mejoraron la amplificación tanto de RF como de FI. ^{[ 1 ] [ 25 ]}

Los primeros receptores superheterodinos requerían circuitos adicionales para la conversión de frecuencia y un oscilador local, lo que los hacía más caros que los receptores más sencillos. Si bien ofrecían mayor sensibilidad y una sintonización más fácil, estas ventajas no desplazaron inicialmente a los receptores de radiofrecuencia sintonizados, que siguieron siendo comunes durante la década de 1920. La introducción del convertidor pentagrid alrededor de 1933 redujo el número de tubos e hizo que los receptores superheterodinos económicos fueran prácticos. ^{[ 1 ]}

En 1923 se produjo un cambio cuando David Sarnoff de RCA observó un receptor superheterodino que incorporaba mejoras de Harry Houck y canceló los pedidos de producción de receptores existentes, reemplazándolos con diseños superheterodinos. ^{[ 28 ]}

El trabajo de Houck abordó las limitaciones prácticas de los receptores superheterodinos anteriores, en particular en la generación y el acoplamiento de la señal del oscilador local. Estos cambios permitieron una conversión de frecuencia consistente y un funcionamiento fiable en equipos de producción, y se les atribuye haber hecho que el superheterodino fuera apto para la fabricación en lugar de limitarse al uso experimental. ^{[ 29 ]}

Los primeros receptores superheterodinos solían utilizar frecuencias intermedias bajas debido a las limitaciones de los amplificadores de triodo en radiofrecuencias. Si bien esto permitía una amplificación estable, también resultaba en un rechazo de imagen deficiente y una mayor susceptibilidad a las interferencias. Con la disponibilidad de tubos de vacío mejorados, se adoptaron frecuencias intermedias más altas, lo que mejoró el rendimiento en bandas de radiodifusión cada vez más congestionadas. ^{[ 30 ] [ 31 ]}

La facilidad de uso fue crucial para su adopción comercial. Los primeros receptores a menudo requerían el ajuste de varios controles de sintonización, cada uno de los cuales modificaba circuitos sintonizados diferentes. Seleccionar una estación con una sintonización de un solo control representó una clara mejora. John L. Hogan ya había descrito trabajos previos sobre la sintonización simplificada, ^{[ 32 ]} y a mediados de la década de 1920 se publicaban diseños prácticos de superheterodinos de un solo dial. ^{[ 33 ] [ 34 ]}

Las fuentes de alimentación también estaban cambiando. Los primeros aparatos dependían de costosas baterías, pero a finales de la década de 1920, los eliminadores de baterías y, posteriormente, los receptores alimentados por la red eléctrica redujeron los costos operativos. Houck también participó en esta transición; relatos de la época describen un litigio con Cornell-Dubilier sobre la tecnología de eliminación de baterías, con daños estimados en aproximadamente 20 millones de dólares, lo que demuestra la importancia comercial de estos avances. ^{[ 35 ] [ 29 ]}

El control de la intensidad de la señal se volvió cada vez más importante, ya que algunas señales eran mucho más fuertes que otras. En 1928, HA Wheeler, de la Hazeltine Corporation, describió un sistema de control automático de volumen (AVC) que ajustaba la ganancia del receptor en respuesta a la intensidad de la señal, de modo que "la intensidad del altavoz alcanza aproximadamente el nivel deseado para cada señal, independientemente de la intensidad de la señal y, por lo tanto, independientemente de una cantidad razonable de atenuación". ^{[ 36 ]}

Hacia 1930, se incorporaron tubos de vacío mejorados, como el tetrodo de rejilla de pantalla, a los receptores superheterodinos, lo que mejoró aún más la ganancia y la estabilidad. Durante el mismo período, RCA amplió la concesión de licencias de patentes superheterodinas a otros fabricantes en medio de presiones antimonopolio, extendiendo el acceso al diseño y manteniendo los acuerdos de regalías. ^{[ 37 ]} El receptor superheterodino desempeñó un papel importante en la compleja red de patentes y licencias de los inicios de la radio . ^{[ 27 ] : 389}

El receptor de radio AM " All American Five " de la década de 1940 era económico porque solo requería cinco tubos y no utilizaba un transformador de alimentación.

El tubo convertidor pentagrid redujo aún más el precio de una radio superheterodina, lo que permitió el receptor "All-American Five", que utilizaba solo cinco tubos: generalmente un convertidor (mezclador/oscilador local), un amplificador de FI, un detector/amplificador de audio, un amplificador de potencia de audio y un rectificador. Los tubos convertidores redujeron el costo y el número de componentes al combinar las funciones de oscilador y mezclador en un solo tubo. Herold describió el convertidor pentagrid como el más satisfactorio de los primeros tubos convertidores multigrid y señaló que seguía siendo ampliamente utilizado. ^{[ 38 ] [ 39 ]} Desde mediados de la década de 1930, el diseño superheterodino se utilizó para casi todos los receptores de radio y televisión comerciales. ^{[ 40 ] [ 41 ] [ 1 ] [ 42 ]}

La banda de radiodifusión AM de onda media abarca de 531 a 1602 kHz en Europa, con canales espaciados a 9 kHz. En Norteamérica se utiliza la banda de 540 a 1700 kHz, con un espaciado de 10 kHz. A mediados de la década de 1930, los nuevos tubos de vacío multigrid permitieron aumentar la frecuencia intermedia a 455 kHz, un estándar para los receptores de radiodifusión. Esta frecuencia ofrece un equilibrio entre el rechazo de imagen y una alta selectividad, que se puede lograr con circuitos sintonizados LC. ^{[ 63 ]}

En una configuración típica, el oscilador local opera por encima de la frecuencia recibida (inyección de lado alto), de modo que la frecuencia intermedia viene dada por f _IF = f _LO − f _RF . Las relaciones de frecuencia resultantes en los extremos inferior y superior de la banda se muestran a continuación. ^{[ 20 ]}

En toda la banda, el oscilador local debe sintonizar desde aproximadamente 986  kHz hasta 2155  kHz, un rango ligeramente superior a 2:1. Si se utilizara la inyección de lado bajo, el oscilador tendría que sintonizar desde 76  kHz hasta 1245  kHz, una relación mucho más amplia que resulta difícil de lograr con un único circuito sintonizado. Esta es una de las razones por las que la inyección de lado alto se convirtió en estándar en los receptores de radiodifusión. ^{[ 19 ]}

Los circuitos sintonizados de RF son los principales responsables de atenuar las interferencias relativamente distantes, incluida la frecuencia imagen, mientras que las etapas de FI proporcionan la mayor parte de la selectividad frente a los canales cercanos. Esta separación permite optimizar cada etapa para un problema diferente: la etapa de RF para el rechazo de la imagen en un amplio rango de frecuencias, y la etapa de FI para la selectividad de banda estrecha. ^{[ 20 ]}

La frecuencia de la imagen está separada de la señal deseada por el doble de la frecuencia intermedia (2 × 455  kHz = 910  kHz). En el extremo superior de la banda, esto sitúa la imagen muy por encima de la banda de transmisión, mientras que en el extremo inferior cae dentro de la banda. Por lo tanto, el circuito de entrada de RF debe atenuar estas frecuencias de imagen sin dejar de transmitir la señal deseada, lo que requiere que la sintonización de RF siga al oscilador local. ^{[ 20 ] [ 19 ]}

Debido a que los canales de difusión están separados por tan solo 9 o 10  kHz, la selectividad no se puede lograr sin múltiples circuitos LC, cuya implementación en una etapa de RF sintonizada sería poco práctica. En cambio, la arquitectura superheterodina concentra la ganancia y el filtrado en la frecuencia intermedia fija, donde se pueden optimizar múltiples etapas sintonizadas para separar el canal deseado de los adyacentes. La etapa de RF sirve entonces principalmente para limitar la respuesta de imagen y las señales fuertes fuera de banda, mientras sigue el oscilador local a medida que el receptor se sintoniza a lo largo de la banda. ^{[ 62 ] [ 8 ] : 636–649}

La etapa de RF proporciona el filtrado selectivo de frecuencia inicial y, en algunos diseños, ganancia para la señal recibida. ^{[ 64 ]} Su función principal es atenuar la frecuencia imagen y otras señales fuera de banda que, de otro modo, serían convertidas a la frecuencia intermedia por el mezclador. ^{[ 65 ] [ 64 ] [ 8 ] : 649–652 [ 6 ]} Esta operación se denomina a menudo preselección. ^{[ 5 ] : 748}

El filtrado se suele proporcionar mediante uno o más circuitos sintonizados . En receptores que sintonizan en un amplio rango de frecuencias, la sintonización de RF sigue al oscilador local de modo que ambos permanecen sintonizados simultáneamente mientras se sintoniza el receptor. Este seguimiento se puede lograr con condensadores variables conectados mecánicamente o electrónicamente mediante diodos varicap . ^{[ 65 ] [ 64 ] [ 8 ] : 649–652}

Se puede incluir un amplificador de RF para mejorar la sensibilidad, pero a frecuencias bajas suele ser innecesario cuando el ruido externo supera el ruido interno del receptor. En tales casos, la etapa de RF proporciona poca o ninguna ganancia, y la mayor parte de la amplificación se obtiene en la frecuencia intermedia. ^{[ 8 ] : 636}

La etapa de RF también debe permanecer suficientemente lineal para manejar señales fuertes sin sobrecargarse. El funcionamiento no lineal puede producir productos de intermodulación que caen dentro de la banda de paso e interfieren con la recepción de canales cercanos. ^{[ 66 ]}

En los receptores de radiofrecuencia sintonizados (TRF) anteriores , toda la ganancia y selectividad se aplicaban a la frecuencia recibida, lo que requería que múltiples etapas sintonizadas siguieran la señal simultáneamente. El superheterodino, en cambio, concentra la mayor parte de la ganancia y selectividad en una frecuencia intermedia fija, lo que permite una mayor ganancia general con una estabilidad mejorada. ^{[ 20 ]}

La ganancia de voltaje total de un receptor, desde señales de entrada de nivel de microvoltios hasta varios voltios en la salida de audio, puede superar los 100  dB. En el superheterodino, esta ganancia se distribuye entre las etapas de RF y FI, lo que reduce la probabilidad de inestabilidad debido a retroalimentación no deseada. ^{[ 19 ]}

La etapa de RF también sirve para limitar la radiación de la señal del oscilador local de la antena, que de otro modo podría causar interferencias a los receptores cercanos. ^{[ 67 ]}

Herold describió la conversión de frecuencia en receptores superheterodinos como un proceso de modulación en el que el oscilador local varía periódicamente la transconductancia de la ruta de la señal, produciendo una salida de frecuencia intermedia. ^{[ 38 ]}

La señal recibida se combina con una señal de un oscilador local (LO) en un dispositivo no lineal llamado mezclador. El mezclador produce frecuencias de señal que son la suma y la diferencia de sus frecuencias de entrada. Cada una de esas señales lleva la modulación original. Para una entrada en${\displaystyle f_{\mathrm {RF} }}$y un oscilador en${\displaystyle f_{\mathrm {LO} }}$, los principales resultados son${\displaystyle f_{\mathrm {RF} }+f_{\mathrm {LO} }}$y${\displaystyle \left|f_{\mathrm {RF} }-f_{\mathrm {LO} }\right|}$En un multiplicador ideal accionado por un oscilador local sinusoidal, solo se producen estos dos componentes, pero los mezcladores prácticos también generan productos de intermodulación de orden superior. Los primeros mezcladores sumaban las señales de oscilador local y de radiofrecuencia en un dispositivo no lineal, generalmente de ley cuadrática, para realizar la conversión. Los mezcladores IC modernos utilizan una configuración de mezclador balanceado para producir menos productos de interferencia. ^{[ 68 ]}

El oscilador local está sintonizado de modo que el componente de diferencia sea igual a la frecuencia intermedia: ^{[ 6 ] : 266}

${\displaystyle f_{\mathrm {IF} }=\left|f_{\mathrm {LO} }-f_{\mathrm {RF} }\right|}$.

Si${\displaystyle f_{\mathrm {LO} }>f_{\mathrm {RF} }}$, la disposición se denomina inyección de lado alto ; si${\displaystyle f_{\mathrm {LO} }<f_{\mathrm {RF} }}$Se trata de inyección de lado bajo . La inyección de lado alto se utiliza comúnmente en receptores de radiodifusión porque da como resultado un rango de sintonización más práctico para el oscilador. ^{[ 19 ]}

El mezclador procesa todas las señales presentes en su entrada, incluidos los canales adyacentes y las señales fuertes fuera de banda. Después de la conversión, el filtro de FI selecciona el componente deseado en${\displaystyle f_{\mathrm {IF} }}$y rechaza las demás. Esta separación de la conversión de frecuencia y la selectividad es una ventaja clave sobre los diseños anteriores de radiofrecuencia sintonizada (TRF) . ^{[ 19 ]}

La etapa de conversión se denominaba históricamente detección heterodina o primera detección, pero en la década de 1940 el proceso se describía comúnmente como conversión de frecuencia; Herold utilizó el término convertidor para la etapa completa de cambio de frecuencia y mezclador o modulador para la sección de tubos que realizaba la mezcla cuando el oscilador estaba separado. ^{[ 38 ]} En los receptores de tubos de vacío, las funciones de oscilador y mezclador a menudo se combinaban en un solo dispositivo, como un convertidor pentagrid , lo que reducía el número de componentes y el costo. ^{[ 69 ]} La etapa de mezcla a veces se denomina primer detector , mientras que el demodulador que recupera la modulación en la FI se denomina segundo detector . ^{[ 70 ]} En receptores con múltiples etapas de conversión, estos términos se extienden al tercer detector y más allá. ^{[ 70 ]}

Las etapas de un amplificador de frecuencia intermedia ("amplificador de FI" o "serie de FI") están sintonizadas a una frecuencia fija que no cambia al variar la frecuencia de recepción. Esto simplifica la optimización del amplificador y sus filtros asociados. ^{[ 13 ] [ 61 ]} El amplificador de FI es selectivo en torno a su frecuencia central.${\displaystyle f_{\mathrm {IF} }}$Debido a que esta frecuencia es fija, las etapas se pueden ajustar cuidadosamente para obtener el mejor rendimiento, un proceso conocido como alineación. ^{[ 6 ]} La mayor parte de la ganancia del receptor se produce en la etapa de FI. ^{[ 5 ] : 748}

Los primeros receptores utilizaban circuitos sintonizados LC para el filtrado de FI, generalmente de doble sintonización, es decir, dos circuitos LC por etapa. ^{[ 5 ] : 748} Los diseños posteriores emplearon filtros mecánicos y de cristal para mejorar la selectividad y la estabilidad. ^{[ 71 ]}

En los primeros diseños, la frecuencia central de FI${\displaystyle f_{\mathrm {IF} }}$Por lo general, se elegía un valor inferior al rango de frecuencias recibidas.${\displaystyle f_{\mathrm {RF} }}$, ya que es más fácil lograr una alta selectividad a frecuencias más bajas. ^{[ 20 ]}

Las frecuencias intermedias estándar incluyen 455  kHz para receptores AM de onda media  , 10,7 MHz para FM de radiodifusión, 38,9  MHz (Europa) o 45  MHz (Estados Unidos) para televisión, y 70  MHz para sistemas de microondas terrestres y satelitales. El uso generalizado de estos valores condujo a la estandarización de facto de los componentes de FI. ^{[ 72 ]}

En los primeros receptores superheterodinos, la etapa de FI se implementaba a veces como un circuito regenerativo , que proporcionaba ganancia y selectividad con menos componentes. Estos receptores se denominaban superganadores o regenerodinos. ^{[ 73 ] [ 74 ]} Una técnica relacionada es el multiplicador Q , que aumenta la selectividad efectiva de una etapa de FI mediante retroalimentación controlada. ^{[ 75 ]}

La etapa de FI incluye un filtro y/o múltiples circuitos sintonizados para proporcionar la selectividad requerida . La banda de paso se elige para adaptarse al ancho de banda de la señal deseada, atenuando al mismo tiempo los canales adyacentes. Idealmente, el filtro proporciona una alta atenuación fuera de la banda de paso, manteniendo una respuesta relativamente plana en todo el espectro de la señal. La reducción del ancho de banda o una respuesta desigual pueden degradar la fidelidad del sonido; un ancho de banda excesivo o una atenuación poco pronunciada permiten la interferencia de los canales adyacentes. ^{[ 5 ] : 748-751}

Esta selectividad se puede obtener utilizando uno o más transformadores de FI de doble sintonización, un filtro de cristal de cuarzo o un filtro cerámico multipolar . ^{[ 76 ]} En algunos receptores, el ancho de banda de FI es ajustable, lo que permite un equilibrio entre fidelidad y rechazo de ruido o interferencias. ^{[ 77 ]}

En los receptores de televisión, el filtro de FI debe producir la respuesta asimétrica requerida para la recepción de banda lateral vestigial , ^{[ 78 ]} como se utiliza en sistemas como NTSC , estandarizado por primera vez en los Estados Unidos en 1941. ^{[ 79 ]}

En la década de 1980, los filtros LC multicomponente fueron reemplazados progresivamente por filtros electromecánicos de ondas acústicas superficiales (SAW) de precisión . Los filtros SAW se pueden fabricar con tolerancias estrictas, son estables en su funcionamiento y son muy adecuados para la producción en grandes volúmenes. ^{[ 80 ]}

La señal recibida se procesa en la etapa de demodulación , donde se recupera la señal de audio (u otra señal de banda base ) y se amplifica aún más. La demodulación AM requiere detección de envolvente , que se puede lograr mediante rectificación y un filtro de paso bajo para eliminar los remanentes de la frecuencia intermedia. ^{[ 81 ]} Las señales FM se pueden detectar utilizando un discriminador, un detector de relación o un bucle de enganche de fase . Las señales de onda continua y de banda lateral única requieren un detector de producto que utilice un oscilador de frecuencia de batido u otras técnicas utilizadas para diferentes tipos de modulación . ^{[ 82 ]} La señal de audio resultante (por ejemplo) se amplifica y alimenta un altavoz. ^{[ 5 ] : 751–754}

Con la inyección de lado alto, en la que la frecuencia del oscilador local está por encima de la señal recibida, el espectro de frecuencia intermedia resultante se invierte. Esta inversión espectral debe tenerse en cuenta al recibir formatos de modulación en los que la distinción entre bandas laterales superior e inferior es importante, como la modulación de banda lateral única . ^{[ 42 ] [ 83 ]}

Una limitación fundamental del superheterodino es la frecuencia imagen: una señal no deseada desplazada de la señal deseada por el doble de la frecuencia intermedia, que también se convierte a la misma FI y no puede distinguirse solo con el filtro de FI. ^{[ 89 ]}

Por ejemplo, un receptor sintonizado a 660  kHz (como WFAN en Nueva York) con una  FI de 455 kHz e inyección de lado alto utiliza un oscilador local a 1115  kHz. Una señal a 1570  kHz, también a 455  kHz del oscilador, producirá la misma FI y puede interferir con la recepción. Históricamente, la frecuencia de 1570 kHz estaba ocupada por XERF  de alta potencia , lo que hacía que el efecto fuera fácilmente observable. ^{[ 90 ]}

La respuesta de la imagen se reduce mediante el filtrado de RF antes del mezclador. Los primeros receptores, que a menudo utilizaban frecuencias de FI bajas debido a las limitaciones de los tubos, requerían múltiples etapas de RF sintonizadas para suprimir las imágenes. Los diseños posteriores redujeron el problema utilizando frecuencias de FI iniciales más altas o múltiples conversiones de frecuencia, lo que aumentó la separación entre la señal deseada y su imagen. ^{[ 19 ]}

La capacidad de un receptor para rechazar señales interferentes en la frecuencia imagen se mide mediante la relación de rechazo de imagen . Esta es la relación (en decibelios ) entre la salida del receptor para una señal en la frecuencia recibida y su salida para una señal de igual intensidad en la frecuencia imagen. ^{[ 43 ] [ 91 ]}

Cuando el mezclador no es un multiplicador perfecto, la mezcla produce componentes adicionales de la forma m f _RF ± n f _LO , donde m y n son enteros. Cualquiera de estos componentes que caiga dentro de la banda de paso de FI aparece como señal espuria ("espurias") en la salida. Por ejemplo, considérese un receptor AM sintonizado a 1000  kHz con una  FI de 455 kHz y un oscilador local a 1455  kHz. Una señal a 955  kHz puede producir una espuria en la FI a través de un producto de mezcla de orden superior (2 × 955 − 1455 = 455  kHz). Esto ocurre porque el mezclador genera armónicos y productos de intermodulación además de las frecuencias de suma y diferencia deseadas. El espaciado de canales en las bandas de radiodifusión (como 10  kHz en Estados Unidos) a menudo coloca dichas espurias ligeramente desplazadas (por ejemplo, en 5  kHz), por lo que pueden ser atenuadas parcialmente por el filtro de FI, pero aún pueden causar interferencia audible. ^{[ 51 ] [ 66 ]}

Estas respuestas surgen porque los mezcladores prácticos tienen una función de transferencia no lineal en lugar de actuar como multiplicadores ideales. Los diseños modernos de mezcladores balanceados y doblemente balanceados reducen la amplitud de muchos productos no deseados, y las implementaciones de circuitos integrados logran un mejor rendimiento de espurios. ^{[ 92 ]} El tubo de deflexión de haz (por ejemplo, el 7360 ) se aproximó a una multiplicación más ideal y redujo los efectos de intermodulación. ^{[ 93 ]}

La radiación dispersa del oscilador local puede ser difícil de suprimir por debajo de los niveles detectables por un receptor cercano y de los niveles exigidos por las organizaciones de normalización. Cuando la señal del oscilador local llega a la antena, el receptor actúa como un transmisor de onda continua de baja potencia , pudiendo interferir con otros receptores. Este problema fue significativo en los inicios de la radio. ^{[ 94 ]}

La radiación del oscilador local es más prominente en receptores donde la antena está acoplada directamente al mezclador, que también recibe la señal del oscilador local, en lugar de en diseños que incluyen una etapa amplificadora de RF intermedia. Por lo tanto, es más significativa en receptores económicos y en receptores que operan a frecuencias muy altas (especialmente microondas), donde las etapas amplificadoras de RF son más difíciles de implementar. ^{[ 95 ]}

En operaciones de inteligencia, la radiación del oscilador local puede utilizarse para detectar un receptor encubierto y su frecuencia de funcionamiento. El método fue utilizado por el MI5 durante la Operación RAFTER . ^{[ 96 ]} Esta misma técnica también se utiliza en detectores de radar por la policía de tráfico en jurisdicciones donde los detectores de radar son ilegales. ^{[ 97 ]}

La mezcla degrada la relación señal-ruido, lo cual es inevitable. Si la entrada deseada al mezclador es de 1000  kHz y el oscilador local es de 1455  kHz, el ruido tanto a 1000  kHz como a la frecuencia imagen de 1910  kHz se traducirá a la  frecuencia intermedia de 455 kHz. Por lo tanto, el ruido de la banda imagen aparece en la salida incluso para un mezclador ideal. En los receptores prácticos, el mezclador también contribuye con ruido, y su pérdida de conversión reduce la relación señal-ruido. La ganancia posterior amplifica tanto la señal como el ruido, preservando esta relación reducida. Esta es una consecuencia inherente de la conversión de frecuencia y establece un límite inferior para la sensibilidad alcanzable. ^{[ 98 ]}

El proceso de conversión de frecuencia no mejora la relación señal-ruido; simplemente traslada tanto la señal deseada como el ruido presente en la entrada a la frecuencia intermedia (FI). Además, el oscilador local (OL) genera su propio ruido, principalmente como ruido de fase , un efecto secundario de los osciladores prácticos. Durante la mezcla, este ruido de fase aparece como bandas laterales alrededor de la señal convertida en la frecuencia intermedia. Este efecto, conocido como mezcla recíproca , se produce porque el mezclador combina no solo la señal de entrada deseada con el OL, sino que también mezcla el ruido del OL con las señales presentes en la entrada. Como resultado, las señales fuertes en frecuencias adyacentes pueden convertirse en ruido dentro de la banda de paso del receptor, lo que degrada la sensibilidad y la selectividad. Por lo tanto, el ruido de fase del oscilador local es un parámetro crítico en el rendimiento del receptor. El diseño del oscilador, el ruido del dispositivo y la topología del circuito influyen en el ruido de fase. ^{[ 99 ]}