convertidor reductor

Los convertidores Buck funcionan en modo continuo si la corriente a través del inductor (${\displaystyle I_{\text{L}}}$) nunca cae a cero durante el ciclo de conmutación. En este modo, el principio de funcionamiento se describe mediante los gráficos de la figura 4: ^{[ 2 ]}

• Cuando el interruptor que se muestra arriba está cerrado (parte superior de la figura 2), el voltaje a través del inductor es${\displaystyle V_{\text{L}}=V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}$La corriente que atraviesa el inductor aumenta linealmente (aproximadamente, siempre que la caída de tensión sea casi constante). Como el diodo está polarizado inversamente por la fuente de tensión${\displaystyle V_{\text{i}}}$, no fluye corriente a través de él;
• Cuando se abre el interruptor (parte inferior de la figura 2), el diodo está polarizado directamente. El voltaje a través del inductor es${\displaystyle V_{\text{L}}=-V_{\text{o}}}$(despreciando la caída de tensión del diodo). Corriente${\displaystyle I_{\text{L}}}$disminuye.

La energía almacenada en el inductor L es

${\displaystyle E={\frac {1}{2}}LI_{\text{L}}^{2}}$

Por lo tanto, se puede observar que la energía almacenada en L aumenta durante el tiempo de encendido a medida que${\displaystyle I_{\text{L}}}$aumenta y luego disminuye durante el estado de apagado. L se utiliza para transferir energía de la entrada a la salida del convertidor.

La tasa de cambio de${\displaystyle I_{\text{L}}}$se puede calcular a partir de:

${\displaystyle V_{\text{L}}=L{\frac {\mathrm {d} I_{\text{L}}}{\mathrm {d} t}}}$

Con${\displaystyle V_{\text{L}}}$igual a${\displaystyle V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}$durante el estado y para${\displaystyle -V_{\text{o}}}$durante el estado apagado. Por lo tanto, el aumento de corriente durante el estado encendido viene dado por:

${\displaystyle {\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{on}}}&=\int _{0}^{t_{\text{on}}}{\frac {V_{\text{L}}}{L}}\,\mathrm {d} t={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{on}},&t_{\text{on}}&=DT\end{aligned}}}$

dónde${\displaystyle D}$es un escalar llamado ciclo de trabajo con un valor entre 0 y 1.

Por el contrario, la disminución de la corriente durante el estado de apagado viene dada por:

${\displaystyle {\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{off}}}&=\int _{t_{\text{on}}}^{T=t_{\text{on}}+t_{\text{off}}}{\frac {V_{\text{L}}}{L}}\,\mathrm {d} t=-{\frac {V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{off}},&t_{\text{off}}&=(1-D)T\end{aligned}}}$

Suponiendo que el convertidor opera en estado estacionario, la energía almacenada en cada componente al final de un ciclo de conmutación T es igual a la que tenía al comienzo del ciclo. Esto significa que la corriente${\displaystyle I_{\text{L}}}$es lo mismo en${\displaystyle t=0}$y en${\displaystyle t=T}$(figura 4).

Así pues, a partir de las ecuaciones anteriores se puede escribir como:

${\displaystyle {\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{on}}}+\Delta I_{L_{\text{off}}}&=0\\{\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{on}}-{\frac {V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{off}}&=0\end{aligned}}}$

Las integraciones anteriores se pueden realizar gráficamente. En la figura 4,${\displaystyle \Delta I_{L_{\text{on}}}}$es proporcional al área de la superficie amarilla, y${\displaystyle \Delta I_{L_{\text{off}}}}$al área de la superficie naranja, ya que estas superficies están definidas por el voltaje del inductor (líneas rojas). Como estas superficies son simples rectángulos, sus áreas se pueden calcular fácilmente:${\displaystyle \left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)t_{\text{on}}}$para el rectángulo amarillo y${\displaystyle -V_{\text{o}}t_{\text{off}}}$para el naranja. Para un funcionamiento en estado estacionario, estas áreas deben ser iguales.

Como se puede ver en la figura 4,${\displaystyle t_{\text{on}}=DT}$y${\displaystyle t_{\text{off}}=(1-D)T}$.

Esto produce:

${\displaystyle {\begin{aligned}\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT-V_{\text{o}}(1-D)T&=0\\DV_{\text{i}}-V_{\text{o}}&=0\\{}\Rightarrow D&={\frac {V_{\text{o}}}{V_{\text{i}}}}\end{aligned}}}$

De esta ecuación, se puede observar que la tensión de salida del convertidor varía linealmente con el ciclo de trabajo para una tensión de entrada dada. A medida que el ciclo de trabajo${\displaystyle D}$es igual a la razón entre${\displaystyle t_{\text{on}}}$y el período${\displaystyle T}$, no puede ser mayor que 1. Por lo tanto,$${\displaystyle V_{\text{o}}\leq V_{\text{i}}}$$Por eso este convertidor se denomina convertidor reductor .

Así, por ejemplo, reducir 12  V a 3  V (tensión de salida igual a una cuarta parte de la tensión de entrada) requeriría un ciclo de trabajo del 25%, en este circuito teóricamente ideal.

En algunos casos, la cantidad de energía requerida por la carga es demasiado pequeña. En tal caso, la corriente que atraviesa el inductor cae a cero durante parte del período. La única diferencia con el principio descrito anteriormente es que el inductor se descarga completamente al final del ciclo de conmutación (véase la figura 5). Sin embargo, esto tiene cierto efecto en las ecuaciones anteriores.

La caída de la corriente del inductor por debajo de cero provoca la descarga del condensador de salida durante cada ciclo y, por lo tanto, mayores pérdidas por conmutación . Para minimizar estas pérdidas, se puede utilizar una técnica de control diferente, conocida como modulación por frecuencia de pulsos .

Seguimos considerando que el convertidor opera en estado estacionario. Por lo tanto, la energía en el inductor es la misma al principio y al final del ciclo (en el caso de modo discontinuo, es cero). Esto significa que el valor promedio de la tensión del inductor (V _L ) es cero; es decir, que el área de los rectángulos amarillo y naranja en la figura 5 es la misma. Esto resulta en:

${\displaystyle \left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT-V_{\text{o}}\delta T=0}$

Por lo tanto, el valor de δ es:

${\displaystyle \delta ={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{V_{\text{o}}}}D}$

La corriente de salida suministrada a la carga (${\displaystyle I_{\text{o}}}$) es constante, ya que consideramos que el condensador de salida es lo suficientemente grande como para mantener un voltaje constante entre sus terminales durante un ciclo de conmutación. Esto implica que la corriente que fluye a través del condensador tiene un valor promedio de cero. Por lo tanto, tenemos  :

${\displaystyle {\overline {I_{\text{L}}}}=I_{\text{o}}}$

Dónde${\displaystyle {\overline {I_{\text{L}}}}}$es el valor promedio de la corriente del inductor. Como se puede observar en la figura 5, la forma de onda de la corriente del inductor tiene forma triangular. Por lo tanto, el valor promedio de I _L se puede ordenar geométricamente de la siguiente manera:

${\displaystyle {\begin{aligned}{\overline {I_{\text{L}}}}&=\left({\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}DT+{\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}\delta T\right){\frac {1}{T}}\\&={\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}\left(D+\delta \right)\\&=I_{\text{o}}\end{aligned}}}$

La corriente del inductor es cero al principio y aumenta durante t _hasta I _Lmax . Eso significa que I _{L max} es igual a:

${\displaystyle I_{L_{\text{max}}}={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}DT}$

Sustituyendo el valor de I _Lmax en la ecuación anterior se obtiene:

${\displaystyle I_{\text{o}}={\frac {\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT\left(D+\delta \right)}{2L}}}$

Y sustituyendo δ por la expresión dada anteriormente se obtiene:

${\displaystyle I_{\text{o}}={\frac {\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT\left(D+{\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{V_{\text{o}}}}D\right)}{2L}}}$

Esta expresión se puede reescribir como:

${\displaystyle V_{\text{o}}=V_{\text{i}}{\frac {1}{{\frac {2LI_{\text{o}}}{D^{2}V_{\text{i}}T}}+1}}}$

Se puede observar que la tensión de salida de un convertidor reductor que opera en modo discontinuo es mucho más compleja que la de su contraparte en modo continuo. Además, la tensión de salida ahora depende no solo de la tensión de entrada (V _i ) y del ciclo de trabajo D, sino también del valor del inductor (L), del período de conmutación (T) y de la corriente de salida (I _o ).

El convertidor opera en modo discontinuo cuando la carga consume poca corriente, y en modo continuo a niveles de corriente de carga más altos. El límite entre los modos discontinuo y continuo se alcanza cuando la corriente del inductor cae a cero exactamente al final del ciclo de conmutación. Utilizando la notación de la figura 5, esto corresponde a  :

${\displaystyle {\begin{aligned}DT+\delta T&=T\\\Rightarrow D+\delta &=1\end{aligned}}}$

Por lo tanto, la corriente de salida (igual a la corriente media del inductor) en el límite entre los modos discontinuo y continuo es (véase más arriba):

${\displaystyle I_{{\text{o}}_{\text{lim}}}={\frac {I_{L_{\text{max}}}}{2}}\left(D+\delta \right)={\frac {I_{L_{\text{max}}}}{2}}}$

Sustituyendo I _Lmax por su valor:

${\displaystyle I_{o_{\text{lim}}}={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{2L}}DT}$

En el límite entre los dos modos, la tensión de salida obedece a ambas expresiones dadas respectivamente en las secciones continua y discontinua. En particular, la primera es

${\displaystyle V_{\text{o}}=DV_{\text{i}}}$

Entonces, yo _olim se puede escribir como:

${\displaystyle I_{o_{\text{lim}}}={\frac {V_{\text{i}}\left(1-D\right)}{2L}}DT}$

Introduzcamos ahora dos notaciones más:

• el voltaje normalizado, definido por${\displaystyle \left|V_{\text{o}}\right|={\frac {V_{\text{o}}}{V_{\text{i}}}}}$Es cero cuando${\displaystyle V_{\text{o}}=0}$y 1 cuando${\displaystyle V_{\text{o}}=V_{\text{i}}}$ ;
• la corriente normalizada, definida por${\displaystyle \left|I_{\text{o}}\right|={\frac {L}{TV_{\text{i}}}}I_{\text{o}}}$. El término${\displaystyle {\frac {TV_{\text{i}}}{L}}}$es igual al incremento máximo de la corriente del inductor durante un ciclo; es decir, el incremento de la corriente del inductor con un ciclo de trabajo D=1. Por lo tanto, en el funcionamiento en estado estacionario del convertidor, esto significa que${\displaystyle \left|I_{\text{o}}\right|}$Es igual a 0 para la ausencia de corriente de salida y a 1 para la corriente máxima que puede suministrar el convertidor.

Utilizando estas notaciones, tenemos:

• en modo continuo:

  ${\displaystyle \left|V_{\text{o}}\right|=D}$

• en modo discontinuo:

  ${\displaystyle {\begin{aligned}\left|V_{\text{o}}\right|&={\frac {1}{{\frac {2LI_{\text{o}}}{D^{2}V_{\text{i}}T}}+1}}\\&={\frac {1}{{\frac {2\left|I_{\text{o}}\right|}{D^{2}}}+1}}\\&={\frac {D^{2}}{2\left|I_{\text{o}}\right|+D^{2}}}\end{aligned}}}$

La corriente en el límite entre el modo continuo y el modo discontinuo es:

${\displaystyle {\begin{aligned}I_{o_{\text{lim}}}&={\frac {V_{\text{i}}}{2L}}D\left(1-D\right)T\\&={\frac {I_{\text{o}}}{2\left|I_{\text{o}}\right|}}D\left(1-D\right)\end{aligned}}}$

Por lo tanto, el lugar geométrico del límite entre los modos continuo y discontinuo viene dado por:

${\displaystyle {\frac {\left(1-D\right)D}{2\left|I_{\text{o}}\right|}}=1}$

Estas expresiones se han representado gráficamente en la figura 6. De esto se deduce que, en modo continuo, la tensión de salida solo depende del ciclo de trabajo, mientras que en modo discontinuo la situación es mucho más compleja. Esto es importante desde el punto de vista del control.

A nivel de circuito, la detección del límite entre CCM y DCM generalmente se proporciona mediante la detección de corriente de un inductor, lo que requiere detectores rápidos y de alta precisión como: ^{[ 4 ] [ 5 ]}

La ondulación de la tensión de salida es el fenómeno por el cual la tensión de salida aumenta durante el estado de encendido y disminuye durante el estado de apagado. Varios factores contribuyen a esto, entre ellos, la frecuencia de conmutación, la capacitancia de salida, el inductor, la carga y cualquier limitación de corriente del circuito de control. En su nivel más básico, la tensión de salida aumentará y disminuirá como resultado de la carga y descarga del condensador de salida.

${\displaystyle dV_{\text{o}}={\frac {idT}{C}}}$

Podemos aproximar mejor la tensión de rizado de salida desplazando la forma de onda de la corriente de salida en función del tiempo (modo continuo) hacia abajo, de modo que la corriente de salida promedio se encuentre a lo largo del eje del tiempo. Al hacer esto, observamos la forma de onda de la corriente alterna que entra y sale del condensador de salida (forma de onda de diente de sierra). Observamos que V _c-min (donde V _c es la tensión del condensador) se produce en t _on /2 (justo después de que el condensador se haya descargado) y V _c-max en t _off /2. Al integrar I d t (= d Q  ; como I = d Q /d t , C = Q / V por lo que d V = d Q / C ) bajo la forma de onda de corriente de salida escribiendo el voltaje de rizado de salida como d V = I d t / C integramos el área sobre el eje para obtener el voltaje de rizado pico a pico como: Δ V = Δ I T /8 C (donde Δ I es la corriente de rizado pico a pico y T es el período de tiempo del rizado . Una explicación completa se da allí). Observamos de la teoría básica de circuitos de CA que nuestro voltaje de rizado debe ser aproximadamente sinusoidal: impedancia del condensador por valor pico a pico de la corriente de rizado, o Δ V = Δ I / (ω C ) donde ω = 2π f , f es la frecuencia de rizado, y f = 1/ T , T el período de rizado. Esto da: Δ V = Δ I T /2π C ), y lo comparamos con este valor para confirmar lo anterior, ya que tenemos un factor de 8 frente a un factor de ~ 6,3 de la teoría básica de circuitos de CA para una sinusoide. Esto da confianza en nuestra evaluación de la tensión de rizado. El párrafo inmediatamente inferior se refiere al inmediatamente superior y puede ser incorrecto. Utilice las ecuaciones de este párrafo. Una vez más, consulte la pestaña de discusión para obtener más información: relativa a la tensión de rizado de salida y AoE (Art of Electronics, 3.ª edición).

En estado apagado, la corriente en esta ecuación es la corriente de carga. En estado encendido, la corriente es la diferencia entre la corriente del interruptor (o corriente de la fuente) y la corriente de carga. La duración (dT ) está definida por el ciclo de trabajo y la frecuencia de conmutación.

Para el estado:

${\displaystyle dT_{\text{on}}=DT={\frac {D}{f}}}$

Para el estado fuera de servicio:

${\displaystyle dT_{\text{off}}=(1-D)T={\frac {1-D}{f}}}$

Cualitativamente, a medida que aumenta la capacitancia de salida o la frecuencia de conmutación, disminuye la magnitud de la ondulación. La ondulación de la tensión de salida suele ser una especificación de diseño para la fuente de alimentación y se selecciona en función de varios factores. La selección de condensadores se determina normalmente en función del coste, el tamaño físico y las no idealidades de los distintos tipos de condensadores. La selección de la frecuencia de conmutación se determina normalmente en función de los requisitos de eficiencia, que tiende a disminuir a frecuencias de funcionamiento más altas, como se describe más adelante en Efectos de la no idealidad en la eficiencia . Una frecuencia de conmutación más alta también puede generar problemas de EMI.

La ondulación de la tensión de salida es una de las desventajas de una fuente de alimentación conmutada, y también puede ser una medida de su calidad.

El análisis simplificado anterior no considera las imperfecciones de los componentes del circuito ni los circuitos de control necesarios. Las pérdidas de potencia debidas a los circuitos de control suelen ser insignificantes en comparación con las pérdidas en los dispositivos de potencia (interruptores, diodos, inductores, etc.). Las imperfecciones de los dispositivos de potencia son la causa principal de las pérdidas de potencia en el convertidor.

En cualquier regulador de conmutación se producen pérdidas de potencia tanto estáticas como dinámicas. Las pérdidas de potencia estáticas incluyen:${\displaystyle I^{2}R}$Las pérdidas por conducción se producen en los cables o pistas de la placa de circuito impreso, así como en los interruptores y el inductor, como en cualquier circuito eléctrico. Las pérdidas de potencia dinámicas se producen como resultado de la conmutación, por ejemplo, durante la carga y descarga de la compuerta del interruptor, y son proporcionales a la frecuencia de conmutación.

Es útil comenzar calculando el ciclo de trabajo para un convertidor reductor no ideal, que es:

${\displaystyle D={\frac {V_{\text{o}}+(V_{\text{sw,sync}}+V_{\text{L}})}{V_{\text{i}}-V_{\text{sw}}+V_{\text{sw,sync}}}}}$

dónde:

• V _sw es la caída de voltaje en el interruptor de potencia,
• V _sw,sync es la caída de voltaje en el interruptor o diodo síncrono, y
• V _L es la caída de tensión en el inductor.

Las caídas de tensión descritas anteriormente son pérdidas de potencia estáticas que dependen principalmente de la corriente continua y, por lo tanto, se pueden calcular fácilmente. En el caso de una caída de tensión en un diodo, V _sw y V _sw,sync pueden conocerse a partir de las propiedades del dispositivo seleccionado.

${\displaystyle {\begin{aligned}V_{\text{sw}}&=I_{\text{sw}}R_{\text{on}}=DI_{\text{o}}R_{\text{on}}\\V_{\text{sw,sync}}&=I_{\text{sw,sync}}R_{\text{on}}=(1-D)I_{\text{o}}R_{\text{on}}\\V_{\text{L}}&=I_{\text{L}}R_{\text{DC}}\end{aligned}}}$

dónde:

• R _on es la resistencia de encendido de cada interruptor, y
• R _DC es la resistencia de CC del inductor.

La ecuación del ciclo de trabajo es algo recursiva. Se puede realizar un análisis aproximado calculando primero los valores V _sw y V _sw,sync utilizando la ecuación ideal del ciclo de trabajo.

Para la caída de tensión de un MOSFET, una aproximación común es usar R _DSon de la hoja de datos del MOSFET en la ley de Ohm , V = I _DS R _DSon(sat) . Esta aproximación es aceptable porque el MOSFET está en estado lineal, con una resistencia drenador-fuente relativamente constante. Esta aproximación solo es válida para valores de V _DS relativamente bajos . Para cálculos más precisos, las hojas de datos de los MOSFET contienen gráficos de la relación V _DS e I _DS para múltiples valores de V _GS . Observe V _DS en los valores de V _GS e I _DS que más se aproximen a lo esperado en el convertidor reductor. ^{[ 6 ]}

Además, se produce una pérdida de potencia como resultado de las corrientes de fuga. Esta pérdida de potencia es simplemente

${\displaystyle P_{\text{leakage}}=I_{\text{leakage}}V}$

dónde:

• _{La fuga} I es la corriente de fuga del interruptor, y
• V es el voltaje a través del interruptor.

Las pérdidas de potencia dinámicas se deben al comportamiento de conmutación de los dispositivos de paso seleccionados ( MOSFET , transistores de potencia , IGBT , etc.). Estas pérdidas incluyen pérdidas de conmutación por encendido y apagado, así como pérdidas por transición de conmutación.

Las pérdidas por encendido y apagado de interruptores se agrupan fácilmente como

${\displaystyle P_{\text{SW}}={\frac {VI_{\text{o}}(t_{\text{rise}}+t_{\text{fall}})}{6T}}}$

dónde:

• V es el voltaje a través del interruptor cuando el interruptor está apagado,
• t _subida y t _bajada son los tiempos de subida y bajada del interruptor, y
• T es el período de conmutación

pero esto no tiene en cuenta la capacitancia parásita del MOSFET que hace la placa de Miller . Entonces, las pérdidas del interruptor serán más bien como:

${\displaystyle P_{\text{SW}}={\frac {VI_{\text{o}}\left(t_{\text{rise}}+t_{\text{fall}}\right)}{2T}}}$

Cuando se utiliza un MOSFET para el interruptor inferior, pueden producirse pérdidas adicionales durante el tiempo transcurrido entre el apagado del interruptor de alta tensión y el encendido del interruptor de baja tensión, cuando el diodo intrínseco del MOSFET de baja tensión conduce la corriente de salida. Este tiempo, conocido como tiempo de no solapamiento, evita el "disparo directo", una condición en la que ambos interruptores se encienden simultáneamente. El inicio del disparo directo genera una pérdida de potencia y un calor considerables. La selección adecuada del tiempo de no solapamiento debe equilibrar el riesgo de disparo directo con el aumento de la pérdida de potencia causado por la conducción del diodo intrínseco. Muchos convertidores reductores basados ​​en MOSFET también incluyen un diodo para ayudar al diodo intrínseco del MOSFET inferior con la conducción durante el tiempo de no solapamiento. Cuando se utiliza un diodo exclusivamente para el interruptor inferior, el tiempo de encendido directo del diodo puede reducir la eficiencia y provocar un sobreimpulso de tensión. ^{[ 7 ]}

La pérdida de potencia en el diodo intrínseco también es proporcional a la frecuencia de conmutación y es

${\displaystyle P_{\text{D,body}}=V_{\text{F}}I_{\text{o}}t_{\text{no}}f_{\text{SW}}}$

dónde:

• V _F es la tensión directa del diodo de cuerpo, y
• t _no es el tiempo de no superposición seleccionado.

Finalmente, las pérdidas de potencia se producen como resultado de la energía necesaria para encender y apagar los interruptores. En el caso de los interruptores MOSFET, estas pérdidas están dominadas por la energía necesaria para cargar y descargar la capacitancia de la compuerta del MOSFET entre la tensión umbral y la tensión de compuerta seleccionada. Estas pérdidas de transición del interruptor se producen principalmente en el controlador de compuerta y pueden minimizarse seleccionando MOSFET con baja carga de compuerta, aplicando una tensión menor a la compuerta del MOSFET (a costa de aumentar las pérdidas por conducción del MOSFET) o funcionando a una frecuencia menor.

${\displaystyle P_{\text{Gdrive}}=Q_{\text{G}}V_{\text{GS}}f_{\text{SW}}}$

dónde:

• Q _G es la carga de puerta del MOSFET seleccionado, y
• V _GS es la tensión máxima entre puerta y fuente.

Para los N-MOSFET, el interruptor de lado alto debe ser controlado a un voltaje mayor que V _i . Para lograr esto, los controladores de puerta de MOSFET normalmente realimentan el voltaje de salida del MOSFET al controlador de puerta. El controlador de puerta entonces suma su propio voltaje de alimentación al voltaje de salida del MOSFET cuando controla los MOSFET de lado alto para lograr un V _GS igual al voltaje de alimentación del controlador de puerta. ^{[ 8 ]} Dado que el V _GS del lado bajo es el voltaje de alimentación del controlador de puerta, esto da como resultado valores de V _GS muy similares para los MOSFET de lado alto y de lado bajo.

El diseño completo de un convertidor reductor incluye un análisis de las pérdidas de potencia. Los diseñadores equilibran estas pérdidas según el uso previsto del diseño final. Un convertidor con baja frecuencia de conmutación no requiere interruptores con bajas pérdidas de transición de puerta; un convertidor con un ciclo de trabajo elevado requiere un interruptor de lado bajo con bajas pérdidas de conducción.

Un convertidor reductor síncrono es una versión modificada de la topología básica del circuito convertidor reductor, en la que el diodo D se reemplaza por un segundo interruptor S2 _. Esta modificación implica un compromiso entre un mayor costo y una mayor eficiencia.

En un convertidor reductor estándar, el diodo flyback se activa por sí solo poco después de que el interruptor se apaga, como resultado del aumento de voltaje a través del diodo. Esta caída de voltaje a través del diodo produce una pérdida de potencia igual a

${\displaystyle P_{\text{D}}=V_{\text{D}}(1-D)I_{\text{o}}}$

dónde:

• V _D es la caída de voltaje a través del diodo con la corriente de carga I _o ,
• D es el ciclo de trabajo y
• I _o es la corriente de carga.

Al reemplazar el diodo con un interruptor seleccionado para bajas pérdidas, se puede mejorar la eficiencia del convertidor. Por ejemplo, se podría seleccionar un MOSFET con una R _{DSon muy baja para} S ₂ , proporcionando una pérdida de potencia en el interruptor ₂ que es

${\displaystyle P_{S_{2}}=I_{\text{o}}^{2}R_{\text{DSon}}(1-D)}$

En ambos casos, la pérdida de potencia depende en gran medida del ciclo de trabajo, D. La pérdida de potencia en el diodo de libre circulación o en el interruptor inferior será proporcional a su tiempo de encendido. Por lo tanto, los sistemas diseñados para operar con un ciclo de trabajo bajo sufrirán mayores pérdidas en el diodo de libre circulación o en el interruptor inferior, y para dichos sistemas resulta ventajoso considerar un diseño de convertidor reductor síncrono.

Consideremos una fuente de alimentación de ordenador con una entrada de 5  V, una salida de 3,3  V y una corriente de carga de 10  A. En este caso, el ciclo de trabajo será del 66 % y el diodo estará encendido el 34 % del tiempo. Un diodo típico con una tensión directa de 0,7  V sufriría una pérdida de potencia de 2,38  W. Sin embargo, un MOSFET bien seleccionado con una resistencia R _DSon de 0,015  Ω solo desperdiciaría 0,51  W por pérdidas de conducción. Esto se traduce en una mayor eficiencia y una menor generación de calor.

Otra ventaja del convertidor síncrono es que es bidireccional, lo que lo hace adecuado para aplicaciones que requieren frenado regenerativo . Cuando la potencia se transfiere en sentido inverso, funciona de forma muy similar a un convertidor elevador .

Las ventajas del convertidor reductor síncrono tienen un coste. En primer lugar, el interruptor inferior suele ser más caro que el diodo de libre circulación. En segundo lugar, la complejidad del convertidor aumenta considerablemente debido a la necesidad de un controlador de interruptor de salida complementaria.

Dicho controlador debe evitar que ambos interruptores se activen simultáneamente, un fallo conocido como "disparo directo". La técnica más sencilla para evitarlo consiste en un retardo entre el apagado de S1 _y el encendido de S2 _, y viceversa. Sin embargo, si este retardo es lo suficientemente largo como para garantizar que S1 _y S2 _nunca se activen simultáneamente, se producirá una pérdida de potencia excesiva. Una técnica mejorada para prevenir esta condición se conoce como protección adaptativa de "no solapamiento", en la que se detecta la tensión en el nodo del interruptor (el punto donde se unen S1 _, S2 _y L) para determinar su estado. Cuando la tensión del nodo del interruptor supera un umbral preestablecido, se inicia el retardo. De este modo, el controlador puede adaptarse a muchos tipos de interruptores sin la pérdida de potencia excesiva que esta flexibilidad causaría con un tiempo de no solapamiento fijo.

Los interruptores de lado bajo y lado alto pueden desactivarse ante una sobretensión transitoria, activándose así el diodo intrínseco del MOSFET de lado bajo u otro diodo en paralelo. La mayor caída de tensión en el interruptor de lado bajo resulta beneficiosa, ya que ayuda a reducir la corriente de salida y a satisfacer la nueva demanda de carga con mayor rapidez.

El convertidor reductor multifásico es una topología de circuito donde los circuitos básicos de un convertidor reductor se colocan en paralelo entre la entrada y la carga. Cada una de las n fases se activa a intervalos iguales durante el período de conmutación. Este circuito se utiliza normalmente con la topología reductora síncrona descrita anteriormente.

Este tipo de convertidor puede responder a los cambios de carga con la misma rapidez que si conmutara n veces más rápido, sin el aumento de pérdidas por conmutación que esto ocasionaría. Por lo tanto, puede responder a cargas que cambian rápidamente, como las de los microprocesadores modernos.

También hay una disminución significativa en la ondulación de conmutación. No solo hay una disminución debido al aumento de la frecuencia efectiva, ^{[ 9 ]} sino que cada vez que n veces el ciclo de trabajo es un número entero, la ondulación de conmutación tiende a 0; la velocidad a la que aumenta la corriente del inductor en las fases que están encendidas coincide exactamente con la velocidad a la que disminuye en las fases que están apagadas.

Otra ventaja es que la corriente de carga se divide entre las n fases del convertidor multifásico. Esta división de la carga permite que las pérdidas de calor en cada uno de los interruptores se distribuyan en un área mayor.

Esta topología de circuito se utiliza en las placas base de los ordenadores para convertir la fuente de alimentación  de 12 V _CC a un voltaje más bajo (alrededor de 1 V), adecuado para la CPU . Los requisitos de potencia de las CPU modernas pueden superar los 200 W, ^{[ 10 ]} pueden variar muy rápidamente y tienen requisitos de rizado muy estrictos, inferiores a 10 mV. Las fuentes de alimentación de CPU típicas que se encuentran en las placas base convencionales utilizan 3 o 4 fases, mientras que los sistemas de gama alta pueden tener 16 o más fases.   

Uno de los principales desafíos del convertidor multifásico es asegurar que la corriente de carga se distribuya uniformemente entre las n fases. Este equilibrio de corriente puede lograrse de diversas maneras. La corriente puede medirse sin pérdidas detectando la tensión en el inductor o en el interruptor inferior (cuando está activado). Esta técnica se considera sin pérdidas porque se basa en las pérdidas resistivas inherentes a la topología del convertidor reductor. Otra técnica consiste en insertar una pequeña resistencia en el circuito y medir la tensión en ella. Este método es más preciso y ajustable, pero conlleva varios inconvenientes: espacio, eficiencia y coste.

Finalmente, la corriente se puede medir en la entrada. El voltaje se puede medir sin pérdidas, a través del interruptor superior, o mediante una resistencia de potencia, para aproximar la corriente consumida. Este método es técnicamente más complejo, ya que el ruido de conmutación no se puede filtrar fácilmente. Sin embargo, es menos costoso que utilizar una resistencia de detección para cada fase.