μA741

La etapa de entrada consta de un amplificador diferencial en cascada (delineado en azul oscuro) seguido de una carga activa de espejo de corriente . Esto constituye un amplificador de transconductancia , que transforma una señal de voltaje diferencial en las bases de Q1 y Q2 en una señal de corriente en la base de Q15.

Consta de dos pares de transistores en cascada que satisfacen requisitos contradictorios. La primera etapa consiste en el par seguidor de emisor NPN Q1, Q2, que proporciona una alta impedancia de entrada. La segunda es el par PNP de base común Q3, Q4, que elimina el indeseado efecto Miller ; este controla una carga activa Q7 junto con el par Q5, Q6.

Esa carga activa se implementa como un espejo de corriente Wilson modificado ; su función es convertir la señal de corriente de entrada (diferencial) en una señal de terminación simple sin las pérdidas concomitantes del 50% (aumentando la ganancia de lazo abierto del amplificador operacional en3 dB  ). ^{[ nb 1 ]} Por lo tanto, una corriente diferencial de pequeña señal en Q3 con respecto a Q4 aparece sumada (duplicada) en la base de Q15, la entrada de la etapa de ganancia de voltaje.

La etapa de ganancia de voltaje (clase A) (delineada en magenta ) consta de los dos transistores NPN Q15 y Q19 conectados en configuración Darlington y utiliza la salida del espejo de corriente formado por Q12 y Q13 como carga de colector (dinámica) para lograr su alta ganancia de voltaje. El transistor de salida Q20 recibe su excitación de base de los colectores comunes de Q15 y Q19; el convertidor de nivel Q16 proporciona la excitación de base para el transistor de salida Q14. El transistor Q22 evita que esta etapa suministre una corriente excesiva a Q20 y, por lo tanto, limita la corriente de salida.

La etapa de salida (Q14, Q20, delineadas en cian) es un amplificador de clase AB . Proporciona una señal de salida con una impedancia de aproximadamente50  Ω , esencialmente, ganancia de corriente. El transistor Q16 (marcado en verde) proporciona la corriente de reposo para los transistores de salida y Q17 limita la corriente de la fuente de salida.

El circuito de polarización de esta etapa se establece mediante un bucle de retroalimentación que fuerza a que las corrientes de colector de Q10 y Q9 coincidan (casi) por completo. Cualquier pequeña diferencia en estas corrientes proporciona la excitación para la base común de Q3 y Q4. ^{[ nb 2 ]} La suma de las corrientes de reposo a través de Q1 y Q3 más Q2 y Q4 se refleja desde Q8 a Q9, donde se suma con la corriente de colector en Q10, y el resultado se aplica a las bases de Q3 y Q4.

Las corrientes de reposo a través de Q1 y Q3 (también Q2 y Q4) i ₁ serán, por lo tanto, la mitad de i ₁₀ , del orden de aproximadamente10  μA . La corriente de polarización de entrada para la base de Q1 (también Q2) será igual a i ₁ / β ; típicamente alrededor de50  nA , ^{[ 6 ]} lo que implica una ganancia de corriente h _fe ≈ 200 para Q1 (también Q2).

Este circuito de retroalimentación tiende a elevar el nodo base común de Q3/Q4 a una tensión V _com − 2 V _BE , donde V _com es la tensión de modo común de entrada. Al mismo tiempo, la magnitud de la corriente de reposo es relativamente insensible a las características de los componentes Q1–Q4, como h _fe , que de otro modo causarían dependencia de la temperatura o variaciones entre componentes.

El transistor Q7 impulsa a Q5 y ​​Q6 a la conducción hasta que sus corrientes de colector (iguales) coinciden con las de Q1/Q3 y Q2/Q4. La corriente de reposo en Q7 es V _BE /50  kΩ , aproximadamente35  μA , al igual que la corriente de reposo en Q15, con su punto de operación correspondiente. Por lo tanto, las corrientes de reposo coinciden por pares en Q1/Q2, Q3/Q4, Q5/Q6 y Q7/Q15.

Las corrientes de reposo en Q16 y Q19 están determinadas por el espejo de corriente Q12/Q13, que funciona aproximadamente a...1  mA . La corriente del colector en Q19 sigue esa corriente estacionaria.

En el circuito que involucra a Q16 (también llamado diodo de goma o multiplicador V _{BE ), el}La resistencia de 4,5  kΩ debe estar conduciendo aproximadamente100  μA , con Q16 V _BE ≈700  mV . Entonces V _CB debe ser aproximadamente0,45  V y V _CE ≈1,0  V. Debido a que el colector de Q16 es impulsado por una fuente de corriente y el emisor de Q16 impulsa la corriente del colector de Q19, el transistor Q16 establece una diferencia de voltaje entre la base de Q14 y la base de Q20 de aproximadamente1  V , independientemente del voltaje de modo común de las bases Q14/Q20. La corriente en reposo en Q14/Q20 será un factor exp(100  mV·mm / V _T ) ≈ 36 más pequeño que elCorriente de reposo de 1  mA en la sección de clase A del amplificador operacional. Esta (pequeña) corriente constante en los transistores de salida establece la etapa de salida en operación de clase AB y reduce la distorsión de cruce de esta etapa.

La etapa de entrada con Q1 y Q3 es similar a un par acoplado por emisor (par de cola larga), con Q2 y Q4 añadiendo cierta impedancia degenerada. La impedancia de entrada es relativamente alta debido a la pequeña corriente que pasa a través de Q1-Q4. Un amplificador operacional 741 típico tiene una impedancia de entrada diferencial de aproximadamente2  MΩ . ^{[ 6 ]} La impedancia de entrada en modo común es incluso mayor, ya que la etapa de entrada funciona con una corriente esencialmente constante.

Una tensión diferencial V _in en las entradas del amplificador operacional (pines 3 y 2, respectivamente) genera una pequeña corriente diferencial en las bases de Q1 y Q2 i _in ≈ V _in / (2 h _ie h _fe ) . Esta corriente diferencial de base provoca un cambio en la corriente diferencial de colector en cada rama de i _in h _fe . Introduciendo la transconductancia de Q1, g _m h _fe / h _ie , la corriente (de pequeña señal) en la base de Q15 (la entrada de la etapa de ganancia de tensión) es V _in g _m / 2 .

Esta parte del amplificador operacional cambia inteligentemente una señal diferencial en las entradas del amplificador operacional a una señal de un solo extremo en la base de Q15, y de una manera que evita el descarte innecesario de la señal en cualquiera de las ramas. Para ver cómo, observe que un pequeño cambio negativo en el voltaje en la entrada inversora (base de Q2) lo saca de la conducción, y esta disminución incremental de la corriente pasa directamente del colector de Q4 a su emisor, lo que resulta en una disminución de la corriente de base para Q15. Por otro lado, un pequeño cambio positivo en el voltaje en la entrada no inversora (base de Q1) lleva a este transistor a la conducción, lo que se refleja en un aumento de la corriente en el colector de Q3. Esta corriente lleva a Q7 aún más a la conducción, lo que activa el espejo de corriente Q5/Q6. Por lo tanto, el aumento en la corriente del emisor de Q3 se refleja en un aumento en la corriente del colector de Q6; las corrientes de colector aumentadas derivan más del nodo del colector y resultan en una disminución de la corriente de base para Q15. Además de evitar el desperdicioCon una ganancia de 3  dB , esta técnica reduce la ganancia en modo común y la transmisión de ruido de la fuente de alimentación.

Una señal de corriente i en la base de Q15 genera una corriente en Q19 del orden de iβ ² (el producto de la h _fe de cada uno de Q15 y Q19, que están conectados en un par Darlington ). Esta señal de corriente desarrolla una tensión en las bases de los transistores de salida Q14 y Q20 proporcional a la h _ie del transistor correspondiente.

Los transistores de salida Q14 y Q20 están configurados como seguidores de emisor, por lo que no se produce ganancia de voltaje; en cambio, esta etapa proporciona una ganancia de corriente igual a la h _fe de Q14 y Q20.

La ganancia actual reduce la impedancia de salida y, aunque la impedancia de salida no es cero, como lo sería en un amplificador operacional ideal, con retroalimentación negativa se aproxima a cero a bajas frecuencias.

La ganancia de voltaje neta de pequeña señal en lazo abierto del amplificador operacional está determinada por el producto de la ganancia de corriente h _fe de unos 4 transistores. En la práctica, la ganancia de voltaje para un amplificador operacional típico de estilo 741 es del orden de 200.000, ^{[ 6 ]} y la ganancia de corriente, la relación de impedancia de entrada (aproximadamente2–6  MΩ ) a impedancia de salida (alrededor de50  Ω ) proporciona aún más ganancia (de potencia).

El amplificador operacional ideal tiene una relación de rechazo en modo común infinita , o una ganancia en modo común nula.

En el circuito actual, si las tensiones de entrada varían en la misma dirección, la retroalimentación negativa hace que la tensión de base de Q3/Q4 siga (con una diferencia de 2 V _BE ) las variaciones de la tensión de entrada. Ahora, la salida (Q10) del espejo de corriente Q10-Q11 mantiene constante la corriente común a través de Q9/Q8 a pesar de la variación de la tensión. Las corrientes de colector de Q3/Q4, y por consiguiente la corriente de salida en la base de Q15, permanecen inalteradas.

En el amplificador operacional 741 típico, la relación de rechazo en modo común es90  dB , ^{[ 6 ]} lo que implica una ganancia de voltaje de modo común en bucle abierto de aproximadamente 6.

La innovación del Fairchild μA741 fue la introducción de la compensación de frecuencia a través de un condensador integrado (monolítico), lo que simplificó la aplicación del amplificador operacional al eliminar la necesidad de componentes externos para esta función.El condensador de 30  pF estabiliza el amplificador mediante compensación Miller y funciona de manera similar a un circuito integrador de amplificador operacional . También conocido como compensación de polo dominante porque introduce un polo que enmascara (domina) los efectos de otros polos en la respuesta de frecuencia de lazo abierto; en un amplificador operacional 741 este polo puede ser tan bajo como10  Hz (donde causa una pérdida de -3 dB de ganancia de voltaje en lazo abierto).

Esta compensación interna se proporciona para lograr la estabilidad incondicional del amplificador en configuraciones de retroalimentación negativa, donde la red de retroalimentación no es reactiva y la ganancia de bucle es unitaria o superior. Por el contrario, los amplificadores que requieren compensación externa, como el μA748, pueden requerir compensación externa o ganancias de bucle cerrado significativamente superiores a la unidad.

Los pines de compensación nula pueden utilizarse para conectar resistencias externas (normalmente los dos extremos de un potenciómetro, con el cursor conectado a V _S– ) en paralelo con las resistencias de emisor de Q5 y ​​Q6, para ajustar el equilibrio del espejo de corriente Q5/Q6. El potenciómetro se ajusta de forma que la salida sea nula (rango medio) cuando las entradas se cortocircuitan.

Los transistores Q3 y Q4 ayudan a aumentar la tensión inversa _VBE ; las uniones base-emisor de los transistores NPN Q1 y Q2 se rompen alrededor de7  V , pero los transistores PNP Q3 y Q4 tienen voltajes de ruptura V _{BE alrededor de}50  V . ^{[ 7 ]}

Las variaciones en la corriente de reposo con la temperatura, o debidas a variaciones de fabricación, son comunes, por lo que la distorsión de cruce puede estar sujeta a una variación significativa.

El rango de salida del amplificador es aproximadamente un voltio menor que la tensión de alimentación, debido en parte a la _tensión VBE de los transistores de salida Q14 y Q20.

ElLa resistencia de 25  Ω en el emisor de Q14, junto con Q17, limita la corriente de Q14 a aproximadamente25  mA ; de lo contrario, Q17 no conduce corriente. La limitación de corriente para Q20 se realiza en la etapa de ganancia de voltaje: Q22 detecta el voltaje a través de la resistencia del emisor de Q19 (50  Ω ); al encenderse, disminuye la corriente de excitación hacia la base de Q15. Las versiones posteriores de este esquema de amplificador pueden mostrar un método ligeramente diferente de limitación de la corriente de salida.